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2022年6月7日火曜日

任意のサイン波(正弦波)による交流電圧または高周波電圧式は、複素数形式の電圧式で表現できる

 Noboru, Ji1NZL

目的:

任意のサイン波(正弦波)による交流電圧または高周波電圧式は、複素数形式の電圧式で表現できることを明らかにする。


解決しようとする課題:

下記、従来のサイン波(正弦波)電圧の複素数形式の式は、ペアの正、負の周波数の複素電圧ベクトルの複素共役の関係が式(1)の表現ではわかりにくかった。ここでは、サイン波(正弦波)電圧の複素数形式の式表現を見直し、複素共役の関係を直感的にわかりやすい表現の式へ変換する。
加えて、交流から高周波の電波まで、その電圧式が一貫して同じ式で表現できることを明記する。

文献[1]より、

sin(ωt)={exp(jωt)-exp(-jωt)}/(2j) …(1)


一方、オイラーの公式より、式(2),(3)が成り立つ。

j=exp(jπ/2) …(2)

-1=exp(jπ) …(3)


式(2)を式(1)へ代入すると、

sin(ωt)={exp(jωt)-exp(-jωt)}/(2exp(jπ/2)) 

           ={exp(jωt-jπ/2)-exp(-jωt-jπ/2)}/2

           ={exp(j(ωt-π/2))-exp(-j(ωt+π/2))}/2 …(1)’


式(1)’ に、式(3)を代入すると、

sin(ωt)={exp(j(ωt-π/2))+exp(jπ)exp(-j(ωt+π/2))}/2

           ={exp(j(ωt-π/2))+exp(jπ-j(ωt+π/2))}/2

   ={exp(j(ωt-π/2))+exp(j(-ωt-π/2+π))}/2

          ={exp(j(ωt-π/2))+exp(j(-ωt+π/2))}/2

          =(1 / 2){exp(j(-π/2+ωt))+exp(j(+π/2-ωt))}  …(4)


式(4)は、交流電圧V(t)=sin(ωt) は,複素数座標(Re, Im) 上で、半径1 /2 の円周上を、

一個の複素ベクトル電圧が、初期座標点(0, j / 2 )として半時計方向に、角速度 +ω[rad/s] で回転し、

もう一個の複素ベクトル電圧が、初期座標点(0, - j / 2 )として時計方向に、角速度 -ω[rad/s] で回転する。


それら、2つの複素ベクトル電圧を図示 (動画)すると、それぞれが複素共役の関係にあり、加算した複素電圧は、実数軸上の単振動 -1 ≦ Re = sin(ωt) ≦ +1 となっていることを意味する。


動画1. 複素数平面を単振動する交流電圧/高周波電圧の可視化


式(4)の複素数単位電圧を一般化すると、

V(t)=Eosin(ωt)=(Eo / 2){exp(j(-π/2+ωt))+exp(j(+π/2-ωt))} … (5)

{Eo: E0 ∈R , R は実数の集合}


式(5)は、任意のサイン波(正弦波)によるペアの複素交流電圧ベクトルまたは複素高周波電圧ベクトルが、それぞれが複素共役の関係となり、それらを加算した複素電圧が、

実数軸上の単振動 -Eo[V] ≦ ( Re = Eosin(ωt) ) ≦ +Eo[V]  となることを意味する。


一方、

exp(j θ)を式(4)の両辺に乗算すると、

exp(jθ)sin(ωt)=exp(jθ){exp(j(-π/2+ωt))+exp(j(+π/2-ωt))}/2 

      = (1 / 2)){exp(j(-π/2+ωt+θ))+exp(j(+π/2-ωt+θ))}  …(6)


複素数座標≡(Re, Im)にて、式(6)は実数軸上の単振動 -1 ≦ Re = sin(ωt) ≦ +1

が、複素数座標上で時計方向に+θ[rad] 傾けた複素数座標上の直線軸上を単振動することを意味する。 


参考文献:

[1]トランジスタ技術2002年4月号,CQ出版社p61,(45)式

[2]京都大学OCW “波動論”,複素数領域での単振動微分方程式の解法

[3]東京工業大学 松澤研究室「なぜ複素数で電気信号を表すのか」2017

「AM/FM信号は数値演算で復調可能である」:変調式と復調式

[4]アナログ電子回路, 筑波大学


revision:

初版;2022/06/06 

Rev.0.1: 文章推敲、内容変更なし 2022/06/08


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2017年3月4日土曜日

色々な水晶クロック発振器と正弦波生成方式

LTspiceに教育用発振器実例が、ファイル添付されて実装されている。

クロック発振器をLC同調回路を使わずに構成し、OPアンプのフィルタで、正弦波を得る方式が紹介されていた。
この方式では回路実装上、LC同調回路を使わずにすむので集積化に有利になる有用な方式になっている

図1. 時計用クロック発振器 32.768KHz (Copyright by Linear Technology inc.)

図1.の時計用32.768KHzのクロック発振器は、CPU内部の逓倍機能で数十MHzクロックを得るなど、時計以外の用途でも多く見られる。



図2. クロック発振器 100KHz (Copyright by Linear Technology inc.)


図3. クロック発振器 1MHz (Copyright by Linear Technology inc.)


図3.1 クロック発振器と正弦波変換器 1MHz (Copyright by Linear Technology inc.)


図3.2 クロック発振器と正弦波変換器 1MHz スタートアップ過渡解析(Copyright by Linear Technology inc.)

図3.2, 図3.2 は同調用LCコイルを使わず、クロック波と正弦波(サイン波)の両方が得られる便利な回路。

図4.1 ダイオードを使った2逓倍回路 発振開始の過渡解析
(Copyright by Linear Technology inc.)


図4.2 ダイオードを使った2逓倍回路 発振後の過渡解析とFFT解析
(Copyright by Linear Technology inc.)

図4.1,図4.2 は、ダイオードの周波数変換効果を応用した(?要確認)と思われるJFETの正弦波発振器周波数が2逓倍される。変わった回路ではじめて見た。
振幅はすこし揺れてしまうので必要により波形整形またはフィルター追加が必要かもしれない。
(この水晶のspice modelは、ESR特性に問題があると、Yahoo.com LTspice memberから指摘がありました。この回路の水晶モデルは、ちょっと気をつけたほうがいいかもしれません、)


図5. 水晶発振子の定義例 4MHz
(Copyright by Linear Technology inc.)

図5は、4MHz水晶の定義と特性の例。
水晶振動子の等価回路は、Qが大変高いRLC直列共振回路となっている。

共振周波数より僅かに高い周波数に鋭いインピーダンスが高くなるNULL周波数が現れる特性が見られる。

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Revision:
Mar. 08, 2017; 図4.を図4.2で入れ替え。図4.1追加。
Mar.30,  2017; 図4.1,図4.2 の水晶のspice modelは、ESR特性に課題があることを追記。

トランジスタによる水晶正弦波発振器の設計 (14MHz)

トランジスタによる水晶正弦波発振器の設計 (14.46MHz)を試みた。

図6.に示した水晶モデルのAC解析結果を図1.に示した。
この水晶モデルは、約14.46MHzに同調周波数があり、インピーダンスが極小になる。

発振器の共振周波数は図1.に示すように、f=1/(2*π√(LC)) [Hz]で計算でき、AC解析の同調点と一致した。
同調周波数 14.46MHzよりちょっとだけ高い周波数に鋭く切れ込んで、インピーダンスが大きくなるNull周波数が見られる

水晶発振器で使うLC共振回路の周波数は、この鋭いNull周波数側に同調しないように、共振周波数 14.46MHzより低い周波数に同調させる必要がある

同調周波数14.46MHzより少し高い周波数にLC同調回路を同調させると、急激に発振が停止する現象が発生する原因は、こうした水晶のインピーダンスが極大になる特性にあることが分かった

図1.  14.46MHz 水晶のAC解析

図2. トランジスタによる水晶発振回路で、コレクタ側にLC同調回路を持ち、コイル二次側から発振信号を取り出す回路を構成した。

FFT解析は、このケースでは .tran 5m startup の指定では、正しい結果が得られないので注意が必要。
正しい結果を得るFFT解析として、図3. のように解析時間幅を拡大する方法でこの不具合を回避できる。

図2. トランジスタによる水晶発振器 正弦波=14.46MHz 発振開始時の過渡解析結果

図3. トランジスタによる水晶発振器 正弦波=14.46MHz 過渡解析 時間軸拡大


図3: 過渡解析結果の時間軸を拡大すると、発振電圧波は概ね正弦波の形状で、目的周波数 14.46MHz近辺にあることが確認できた。
しかし、振幅電圧には小さな電圧の揺れが見られる。



図4. ベース抵抗の変化と発振開始時の過渡現象解析

図4.では、ベースバイアス抵抗を変化させ、発振スタートアップ時の過渡状態を見てみた。
バイアス電圧で発振開始時間が変化し、発振開始時の不安定な現象が出る現象を回避するR1の値をパラメトリック解析で探してみた結果。
2kΩ〜3kΩが安定な感じとなった。


図5. 発振波形と周波数スペクトルのFFT解析

図5.では、正弦波の純度をみるため、ベース抵抗を変化させてみた。
かなり高調波スプリアスが多く、振幅も一定にはならない、課題を持っている回路特であることがわかってきた。


図6. 水晶のモデル定義例 14.46MHz
水晶の定義モデルを図6.に示した。

ここの回路では、従来式のLC共振回路を使ったもので実機でも十分に実用になるが、より安定した振幅電圧と高い周波数純度を得たいという課題、時代の流れで、LC同調回路はできるだけ使わない回路にしたい、という課題があるので、次の記事で、クロック発振器を正弦波に変換するフィルタ方式を検討することにした。

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