Noboru , Ji1NZL Aug.12, 2015
図1 終段コレクタAM変調方式による AM変調回路
1. バイポーラ型トランジスタによる終段コレクタAM変調器
終段コレクタAM変調器は、
図1に示すように、終段コレクタAM変調器は、
2. 計算式によるAM変調信号の生成過程と生成原理
音声信号は、マイクロフォン等により入力する。
V3 = Va*cos(ω0*t) … 式(1)
(ここで角周波数 ω0は、ω0=2*π*f0 と定義する。)
が、低周波増幅アンプ A2 で増幅されると仮定する。
式(1)による音声入力電圧信号 Vin は、図1中、コレクタ端子の電源電圧 U0 と加算して乗算器動作させる終段トランジスタのコレクタへ入力する。
直流信電圧U0は、Vinのサイン波電圧を、直流電圧分 U0[V] だけ底上げするので、加算器への出力電圧 Vinは、
Vin = Va*cos(ω0*t)+U0 … 式(2)
を得る。
さて、図1の局部発信器の発生する信号電圧 V1は、サイン波なので、
V1=Vc*sin(ω1*t) …式(3)
(ここで角周波数ω1は、ω1=2*π*f1 と定義する。)
を得る。
次に、乗算器の出力信号電圧Voutを求める。Voutは、
Vout = Vin*V1
= (Va*cos(ω0*t)+U0) * Vc*sin(ω1*t)
= U0*Vc*sin(ω1*t) + Va*Vc*cos(ω0*t)*sin(ω1*t)
= U0*Vc*sin(ω1*t) + Va*Vc*(1/2)*( 2*cos(ω0*t)*sin(ω1*t) )
ここで、三角関数の積和公式から、
= U0*Vc*sin(ω1*t) + Va*Vc*(1/2)*( sin(ω0*t+ω1*t)*sin(ω1*t-ω0*t) )
= U0*Vc*sin(ω1*t) + Va*Vc*(1/2)*( sin((ω1+ω0)*t)+ sin((ω1-ω0)*t) )
= U0*Vc*sin(ω1*t) + Va*Vc*(1/2)*sin((ω1+ω0)*t)+ Va*Vc*(1/2)*sin((ω1-ω0)*t)
…式(4)
を得る。
式(4)を見ると、本AM変調器器の信号電圧Voutは、
(1)局部発振器の周波数f1[Hz]
(2)USB(Upper Side Band)の周波数成分信号電圧 = (1/2)*Va*Vc*sin((ω1+ω0)*t)
(3)LSB(Lower Side Band)の周波数成分信号電圧 = (1/2)*Va*Vc*sin((ω1-ω0)*t)
一方、AM変調波Voutの変調度 m は、キャリア成分(1)の最大振幅電圧 = U0*Vc と、変調波であるUSB成分(2),LSB成分(3)
m = (Va*Vc) / (U0*Vc) = Va/U0 …式(5)
0≦m≦1.0
と表現できる。( m=1.0が変調度100%)
このようにして、本AM変調器からは、AM信号が生成される。
求めた式(4)による終段コレクタ変調回路の理論式は、
QED
3. AM変調信号生成例
例えば音声信号としてマイクロフォン等から、周波数 f0=200Hを入力し、低周波電力アンプにより、最大振幅電圧 Va=12V のコサイン波を入力し、DC電圧U0=12V、局部発振周波数 f1=1MHz、最大振幅電圧 Vc=100mVを用いると、
(1)キャリア信号電圧:
周波数=1MHz 最大振幅電圧=U0*Vc=12V*100mV=1.2V
(2)USB(Upper Side Band)の周波数成分信号電圧:
周波数=1,000,200 Hz 最大振幅電圧=Va*Vc/2=12V*100mV/2=0.
(3)LSB(Lower Side Band)の周波数成分信号電圧:
周波数=999,800 Hz 最大振幅電圧=Va*Vc/2=12V*100mV/2=0.
一般の応用では、音声信号や音楽信号は、20Hz〜
4.課題
(1)ここの計算では、高周波終段トランジスタ電力アンプが、
計算から導かれた結果として、
(トランジスタ負荷回路にLC並列共振回路を利用すると共振周波数で極大のインピーダンスとなるため、増幅利得も極大になり異常増幅動作を起こしやすい。このため、実装上のノウハウとして、コイルLのセンタータップ点から電源電圧を与えることで負荷インピーダンスを下げる方法が使われてきているが、この方法は負荷インピーダンスがインダクタンス成分を含み周波数で変化するので、安定した負荷回路を構成するための本質的解決にはなっていないと考えられる。広帯域トランジスタアンプに見られるような高周波で抵抗成分が主流のインピーダンスになるフェライトコアのようなRFC利用(例えばFB225)が安定した高周波電力増幅にはるかに優れている実験結果が得られた。)
このため、高周波終段トランジスタ電力アンプには、A級、AB級増幅方式を使用することが必須となり、
(ただしC級増幅でも、交流と直流電圧が加算された小さいベース電圧で、コレクタ電圧の上昇に対し、コレクタ電流が増加する動作特性範囲部分に限定すると、リニア増幅に近い動作が得られる可能性があり、この場合、非常に小さな電力出力という条件で、AM変調が深くかかる可能性がある。しかし、ベース振幅電圧が少し大きくなるだけで、コレクタ電流の増加はすぐに飽和し、AM変調は正常にかからなくなることも予想される。※1)
(2)この計算では、
(3)AM放送、FM放送をラジオで受信すると、
このAM変調方式の音質がなぜ悪いのか、その原因を突き止めると、
(4)乗算器の直線性の重要性が、電気電子業界、その専門書籍、
このトランジスタによる終段コレクタ変調回路の終段トランジスタ
前述の ”3. AM変調信号生成例” で述べたように、電源電圧U0=
しかし、
電源電圧が一定でなく、±12Vの広い電圧範囲(相対電圧範囲 24Vにもなる。)トランジスタアンプの動作点が動的に大きく移動せざるを得ないの
特にC級増幅アンプを用いれば、
また、昔から現在までずっと言われている”
真空管ではプレート終段変調がうまくかかるが、
また、ナショナルのRJX-601を出力1Wから3Wに大きくすると、マイナス変調と呼ばれる出力電圧が変調時に下がる実験結果での不具合原因の存在を、
(
注意:(Oct.11, 2015 追記)
※1:C級増幅(ベースバイアス電圧=0V)でもコレクタ電圧が0Vからある一定の電圧までの狭い電圧領域で、コレクタ電圧が増加するトランジスタの動作範囲が存在する。しかしながらC級増幅では、ベース電圧(または電流)上昇に伴いすぐにコレクタ電流の増加が飽和してしまう。この結果、コレクタ電流が飽和した状態では、いくらコレクタ電圧の振幅を上げても、コレクタ電流は飽和したまま変化できない状態になる。
※2 FM変調では電波の強さの振幅変動があっても、周波数変化または位相変化を復調情報として利用するので、原理的に伝播経路上の信号強度の変化があっても、復調音声に歪みの変動は現れない。
※3 この部分は、もう少し検討を要す。コレクタ電流がほぼ直線動作として近似できる範囲の振幅条件では、ベースから入力される振幅電圧を一定の小さい範囲に抑えることで、100%近い深いAM変調がかかるかもしれない。
2016/10/10
図1改訂 わかりやすくするため加算回路(Adder)を追記
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