Designing Radios, Electronics. /通信装置設計入門・学習: #LTspice

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2017年6月7日水曜日

EHアンテナの集中定数による特性計算結果

EHアンテナは、波長に対して十分に小さなアンテナ素子であるため、集中定数でその電気的特性は近似計算できるとの考え方により、AC特性と、過渡特性を、LTspiceで計算しました。

その結果、給電点のインピーダンスは大変高くなり、送信機からのRF電源の電力供給をほどんど受けつかない特性があることが分かりました。

図1. EHアンテナのAC特性　計算例 (7MHz)

給電点のインピーダンスが、同調周波数 7MHzで最も高くなるようにしたところ、著しくその値が高くなり、送信機側の高周波電力を殆ど受け付けない特性になりました。

21MHzにも同調点が現れ、こちらはインピーダンスが大変低くなるものの、70%程度の電力が高周波抵抗成分で発熱し、高周波電力が熱に変換されることが予想されます。

図2. EHアンテナの過渡特性　計算例 (7MHz)

この計算条件では、入力電圧の約４倍の電圧の昇圧が起こり、マグネッチック・ループに見られるバリコン同調部での空気放電は起こりにくい条件があることがわかりました。

現在のところ、性能がダイポールの90%に及ぶという計算結果は再現できていません。

この例は単に計算の一例に過ぎず、実動作性能は、アンテナの実装状況で大きく変化することは無いとは言えませんが、事前の予測計算により、長時間の実験をするか、しないか、概ねの判断ができるかもしれないと思われます。

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2017年2月21日火曜日

N-MOS FET , JFETの特性の調べ方、選択方法 ( LTspice 対応)

課題：

設計過程：

(1)LTspiceでJFET, NチャネルMOSFETを選択するとそれらの一覧表が表示される。

しかし、多数の知らない名前のFETばかりで、どれを選んだら良いかわからない。

このため、FETを使用する回路設計が先に進めない。

技術的課題：

(2)Vth(バイアス電圧)をいいかげんな暫定的な値に設定すると、ACゲインがマイナスの利得となり、増幅が起こらない。

(3)JFETを選択、ゲート抵抗を1MΩなどの大きな値でGNDに落とすか、または、ネット情報のバイアス電圧をVcc/Vdd電圧を分圧して与えると、増幅せずに減衰するアッテネータ動作か、利得がとれても数dBと大変小さくなることが多い。

原因：

・どのFETがどの周波数まで、どのくらいのゲインで使えるか情報がない。

・FETのVth(ゲートバイアス電圧)は、デバイス毎にばらばらで一定でない。

・JFETはVgs=マイナス電圧側から0V中心にIds電流変化領域があるものが多い。

　Vgs=0VまたはVgs≒0Vのプラス電圧では利得は小さいか、利得は0になる。

・MOSFET N-channel　は、Vgs >0 正電圧にバイアス電圧をとるが、このVthに達していないと、増幅は起こらず、

　利得はマイナスになる。(AC解析をすると、利得がマイナスになる。)

0. FET選択の選択/判別のノウハウ：

次の基準を目安にLTspiceのFET選択画面から使えそうな小信号用FETを選ぶ。

・Rds(ドレイン-ソース間ON抵抗)が1000mΩより大きいものが、小信号増幅用FETである。

・Rdsが数mΩと小さいものは、大電流スイッチング用である。

・Rdsが大きいほど利得は40dB程度と、AF領域で大きくなる。

・周波数が高くても使えるFETは、Cgsが10nC未満のゲート～ソース間容量が小さいものが良い。

1. DC解析によるデバイス特性の把握手順

VDS= 最大Vds/2 とする。

RL = 10K,5k,2k,1k,500,200,100,50,20,10 と負荷抵抗を

.step param list RL 0K,5k,2k,1k,500,200,100,50,20,10

で、

.DC 0V 5V

でDC解析し、Idsが立ち上がり始めるVth電圧、Vth電圧範囲を見つける。

2. AC解析による周波数特性(周波数：利得)の把握

#1で求めたVth電圧を、ソース入力電圧のオフセットバイアス電圧に設定し、

.ac dec 100 1 200Meg

周波数利得の変化を知る。

3. 調査したFETの特性を一覧表として作成する。(図1.)

図1. N-MOS FET特性の調査(一例：ここでは一部データに限定)

小信号・高周波/RF JFETアンプの設計法を探る(2SK241,2SK192対応)

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2017年2月4日土曜日

LTspiceによるダイオード検波回路の等価回路計算とモデリング評価

既にLTspiceには、トランジスタやダイオードの最新理論による等価回路が実装され、精度の高い回路動作の計算が大変高い周波数VHF,UHFまでできているらしい。

身近な非線形素子として最も基礎的なダイオードの検波回路動作が、従来から久しく知られている指数関数によるダイオードの直流電流式 i(t)=Is*{exp(v(t)/Vt)-1}と、それを基礎にしたダイオードのDC等価回路で、どこまでLTspiceに近づけるのか試算してみた。

結果は、まだまだLTspiceの計算精度には届けないが、ある程度のダイオードの電気的特性についておおまかな定性的理解と、数値計算上の計算値近似が可能になる感触を得た。

最初に、一番良い計算結果となったダイオードのDC等価回路による計算結果と、BAT54ダイオードの計算結果を図1.で比較する。

(現在、高周波のダイオード等価回路モデルの資料が無いので、今回の計算アプローチはここまでに留まります。)

図1. ダイオードのDC等価回路モデルによるダイオード検波回路の動作

図1.に、DC等価回路モデルによるダイオードBAT54計算モデルと、LTspice実装のBAT計算モデルのAM検波電圧の過渡計算結果を示す。

青線：AM変調電圧　変調指数1.0, ベースバンド 1KHz 100mV ピーク電圧の入力信号
緑線：DC等価回路モデルによるダイオードBAT54計算モデルによるAM検波電圧出力 1KHz
赤線：LTspice実装のBAT計算モデルのAM検波電圧 1KHz

結果：
(1) 緑線、赤線ともにPeak Detector/Envelope Detector理論によるAM変調波電圧のピーク電圧(青線)をホールドする動作は再現していない。

(2) 緑線のDC等価回路計算モデルでも、LTspiceの計算結果に類似した波形と、電圧数値が出てきた。

緑線のDC等価回路は、理想ダイオードの計算式に基づく電流源へ、接合容量12PFのコンデンサを並列に接続し、かつ直列抵抗をかまし、かつ電圧Vtの値を、赤線に近づく様に一種の現物合わせ込みの調整をした。

図2. 小電圧入力 DC sweep計算結果

DC sweep計算は、高周波であるラジオ電波電圧に対しては、殆ど計算の意味をなさないが、試しに0〜100mVのDC電圧を入力し、理想ダイオードの計算式と、LTspiceのBAT54モデルの出力電圧を比較した。

(国内の書籍は、現在でもDC電圧でのみAM検波理論を論じている。すなわち100mV以下のDC電圧で、順方向電流が良く流れるか否かだけに気をとられ、肝心の中波放送/RF領域のゲイン・位相特性をとらえる考え方に気づいていない検討・製作・解説事例が多い。)

理想ダイオード電流値を見ると、指数関数の持つ曲線の特徴が見えるが、LTspiceのBAT54モデルでは、指数関数というよりも直線近似できるような計算結果となった。

DC sweep電圧を上げてゆくと、指数関数の計算値がぐんぐん上昇するので、両者の計算の誤差は大変大きくなるので、やはり理想ダイオード計算式ではDC特性であっても、近似計算は到底できない、という結果になった。

表現が不適当になるが、基本的には、AM検波回路の計算に、理想ダイオード式を使うのは無理そうである。

図3. 理想ダイオードモデルとLTspice BAT54モデルの検波動作比較

FFT結果を見ると、理想ダイオードの指数関数から予測される周波数変換特性は、LTspiceのBAT54計算値と類似した特性が見られる。

しかし、ダイオードに流れる電流値を比較すると、理想ダイオードでは計算式通りに、マイナス側の電流がカットされてしまい、ダイオードの高周波特性である貫通動作が見られず、結果、検波電圧値も大きく外れてしまう。

どちらにしても、AM検波モデルの両者とも、従来のPeak Detector/Envelope Detector理論によるAM変調波電圧のピーク電圧をホールドする動作は再現できない。

両者とも計算値は、AM変調電圧ピーク値をホールドしておらず、どちらにしても実際のダイオード検波回路は、従来検波理論に従っていない、それとは異なる動作をしている。

図4. 過渡解析とFFT計算結果　周波数レンジ最大幅

図5. 過渡解析とFFT計算結果　周波数レンジ　キャリア周波数近傍

図4, 図5に周波数変換動作がどうなっているか、理想ダイオードモデルと、LTspice BAT54モデルを比較した。

検波動作の基本原理として僕がこれまで書いてきた周波数変換特性により、ダイオードの低周波検波電圧が出るという考えは、定性的な特徴は再現した。

LTspiceの計算結果と実測データをオシロスコープで観測で比較すると、この課題は、よりはっきりすると思います。

（現在、震災の影響で僕の実験室が使えない状態のため、お読みになられた方は、ぜひ、オシロスコープで検波回路の出力波形を見て欲しく、よろしくお願いします。）

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Revision
-0.1-(Jun.27,2017)
図1.の出力信号電圧の変化は、次の講座で説明されている　f(t)=cos(t)+C, g(t)=exp(αt)
の畳み込み積分の結果 f*g の波形にとても良くにています。

Exploration of the Convolution Accumulation Applet

https://www.youtube.com/watch?v=JbuG6u2ko_0&feature=youtu.be

(Copyright by MIT/US and Mr.Youtube)

三角関数電圧にDC電圧を加えた関数を、重み関数が指数関数で減衰する特性にも見えます。

RC並列回路が、重み関数　g(t)=exp(-αt)　、その入力 f(t)=cos(t)+C がダイオードによる周波数変換後の低周波信号電圧に対応できそうに思える。

すなわち、

f(t)=cos(ωs*t)+Vdc

g(t)=exp((-1/RC)*t)

の畳み込み積分で、ダイオード検波回路の出力電圧が求まるのではないかと思う。

{どなかたかチャレンジ願います。おそらくまだ誰もできていないと思います。}

(July.21, 2017)

Sep.22,2017 ：図4(ダイオードの周波数変換効果特性を見る図)画像ファイル挿入ミスを差し替え

Jan.23, 2018 :一部分、文章遂行

2017年1月27日金曜日

LTspiceで見るゲルマニウム・ラジオ(Crystal Radio)検波回路のピーク・ホールド動作

LTspiceで計算したゲルマニウム・ラジオの検波信号の時間軸を拡大すると、負荷のRC並列回路で、細かなピーク・ホールド動作が起こっていることを見られることがわかった。
(図1.1)

図1.1 時間軸を拡大した検波信号のピーク・ホールド動作

図1.2 時間軸拡大前の検波信号(1KHz)

時間軸拡大前の検波信号は、図1.2のように1KHzで、その緑の線が太く見えている。

この太い線は、細かなピーク・ホールド動作であったことが、時間軸を拡大表示するだけで見えてきた。

この現象はけっこうexcitingなものに見える。
復調されたベースバンド信号は、ベースバンド内の周波数ごとに、従来とは別の意味で、２つの大変狭い電圧幅の包絡線に囲まれるように、キャリア周波数のサイン波が細かく振動しているのかもしれない。（現在、仮説です。）

やっぱり、従来言われている包絡線検波理論、Envelope detector, Peak detector説明とは、全然違った挙動で、AMダイオード検波回路は動作しているように見えています。

ゲルマニウムラジオのシミュレーション動画(LTspice使用)

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2015年7月11日土曜日

AM変調の原理実験

このAM変調送信機は、LTspiceに用意されたAM/FM送信器定義部品を使って、1MHz キャリアに、1KHzの変調波(最大振幅40[mV])を与えて過渡解析結果と、FFTによる周波数成分を見たものです。変調度は100%です。このAM送信機は、DC電圧 40[mV]をオフセットとして、変調サイン電圧波を底上げした電圧と、キャリアのサイン波1MHzを乗算器で乗算する、いわゆるAM低電力変調と呼ばれる方式であることがわかります。

出力されたAM変調波の周波数成分は、中央が1MHzのキャリア、左側が1KHz下の変調波、右に同様に、1KHz上の変調波が見えています。変調度100%でも殆ど理想的な歪の少ないAM変調波が出力されています。

いにしえからの言い伝えによると、AM変調は簡単にその送信機を製作できるとあります。

その言い伝えがいつ始まったのかはわかりませんが、実際にラジオ専門誌、雑誌の回路設計を使うと、変調がうまくかからないことが殆どです。おそらくこの迷信化した言い伝えは今でも信じられています。

書籍として記事にいったん書かれ、それが繰り返されると、私達は知らない間に騙されていても、それに気づかないものなのです。結論から言うと、それらの製作記事は設計ミスのために、変調がうまくかかりません。プロのラジオAM局が綺麗に変調がかかっていますが、市販の通信機では、有名なナショナル社RJX-601すらも１W出力ではプラス変調がかかっていましたが、3W出力に切り替えると、通称　”マイナス変調”と呼ばれる現象が発生していました。

これも設計ミスによるものであることは、未だに殆ど知られていないと思われます。

マイナス変調とは、AM送信機のマイクから音声を入力し変調をかけると、送信出力が現象方向に送信電圧が下がる現象です。他、製作すると期待しない異常動作を経験しました。

この回路は比較的近年にインターネットに公開された、終段コレクタ変調方式の一つです。これはうまく動作していることがわかります。オーディオアンプとして多用されているLM386の出力電圧を、終段トランジスタのコレクタへ接続し、直線増幅動作するようにバイアス動作点を設定し、変調用トランスを用いていない新規性が特徴で、優れた設計です。

この回路は、トランジスタによる1MHzのサイン波発振回路に、抵抗１本だけの自己バイアス方式で、トランジスタ高周波増幅器を接続し、同増幅器に変調トランスを介して、終段コレクタ変調方式で、AM変調をかけています。

結果は、図の通り、変調信号を十畳された変化する電源電圧が加わった終段トランジスタは、出力される高周波電圧にAM変調の振幅とは異なる位相の変調振幅波形が出力されています。

このケースは、終段トランジスタの出力する変調波が、上下で90度位相がずれて、上下対称にならない変調の位相ずれの問題が起きています。

この例では、バイアス無しの２段の高周波アンプを構成し、それぞれに、変調トランスを介して振幅する電源電圧を与えています。出力された変調波は、非常に変調度の低い信号電圧が現れています。バイアス無しなので上記の高周波アンプはC級アンプです。

この回路構成は、日本で数多く出版されたラジオ専門誌に掲載されてきたものです。

この回路方式を実験すると、実際に非常に変調の浅い音が、AMラジオから聞こえます。

この回路構成は、現在でもインターネットに多く掲載されています。

この回路は、２段の高周波アンプに抵抗二本で電源電圧を分圧したバイアス電圧を与え、トランジスタの直線増幅動作特性を改善させたものです。

上のバイアス無しの高周波アンプと異なり、かなり深いAM変調がかかるように特性が改善されています。

この回路は、変調をより深くかけて見た例です。

非常に長い間、現在でも、C級増幅アンプによるAM変調回路が発表されてきていますが、その従来方式では浅いAM変調またはマイナス変調という現象が発生します。

私の検証作業においては、簡単にAM変調ができるという従来の書籍説明は、シミュレーションでも、実機実験でも再現したことは一度もありません。

付録:

BJT TR 2N2222 を使った「終段コレクター変調式AM送信機」のシミュレーション計算実験例

AMコレクタ変調　例1

・・・コレクタに加える低周波電圧が低いレベルでは、電波の変調歪みは小さい。

AMコレクタ変調　例2

・・・コレクタに加える低周波電圧が高いレベルになると、電波の変調歪みは大きくなる。

AMコレクタ変調　例3

・・・コレクタに加える低周波電圧が低いレベルでは、電波の変調歪みは小さいが、

コレクタに加える低周波電圧が高いレベルになると、電波の変調歪みは大きくなる。

以上のように、LTspiceによるシミュレーション計算では、実回路と同様に、AMコレクタ変調方式は、歪変調みが発生し、良い音質のAM変調がかけにくい現象が再現する。

この特性・現象の原因は、BJTトランジスタのアナログ乗算器としての電気的特性が、真空管のプレート変調方式やハイジング変調方式より、大きく劣るためと考えます。

SDR(Software Defined Radio) front-end for receiver and transmitter (ソフトウェア無線機用フロントエンド：受信用フロントエンドと送信機)

Noboru, Aoki, Ji1NZL

(1) パソコンのサウンドカードから、I,Q信号を受け、電波 5MHzを送信する。

方式：

パソコンのサウンドカードのステレオラインアウト信号から、ステレオ片側信号をI信号として入力。同様に、サウンドカードのステレオラインアウト信号から、ステレオの別片側信号をQ信号として入力。

入力したI,Q信号を、HC4066アナログスイッチに入力、同時に同じ4066アナログスイッチに位相が90度シフトした5MHzクロック信号を入力。

I,Q信号はHC4066ミキサで5MHz台の変調信号へ変換します。

アナログスイッチHC4066は、クロック信号5MHzでスイッチングするので、クロックの立ち上がり、立ち下がりの瞬間に、パルス性の細かいノイズが発生する可能性が見られます。

HC4066のバイアス電圧2.5Vをインダクタ100uFを使用した場合、そうしたパルス性ノイズが発生する可能性が示されました。

(2) ノイズ対策

その問題を解決する方法として、100uH インダクタを抵抗に変えたところ、ノイズが大きく低減しています。Mixerで発生するスプリアスを除去するために、バンドパスフィルタを更に付加しました。

(3)ノイズ対策の効果

これら２つのスプリアス低減効果は大変有効に機能し、綺麗な送信出力のサイン波電波を得ました。

(3-a)局部発振クロック信号源を4相式FlipFlop回路に交替させました。

(3-b) 送信信号電圧を時間軸拡大

　綺麗なサイン波となって、SSB信号として送信電波が生成されています。

(4) 受信方式

5MHz電波を受信し、パソコンのサウンドカード I, Q信号を生成、パソコンへ送り込み、信号処理させます。

この回路（受信フロントエンド部）は、5MHz電波を受信し、HC4066アナログスイッチへ入力。同時に同じHC4066アナログスイッチに90度位相のずれた5MHzクロック２相信号を入力、オペンプLPFを介して、I,Q信号を生成。

そのI,Q信号をパソコンのサウンドカードのステレオラインイン信号へ入力します。
パソコンが信号処理を実行します。